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图11. 直流至60 MHz电压控制放大器的频率响应

使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器。

图12(a)显示了使用PNP晶体管作为共基级或共源共栅电路的有源电平转换器。此处，通过三个理想电流源模拟AD834,两个用于8.5 mA偏置电流，一个用于±4 mA差分信号电流。晶体管基极连接到+ 5V,无信号时，发射极电位保持5.7 V在电阻R1和R2两端产生3.3 V的电压。图12(b)显示的是一个等效电路。

图12. 使用有源电平转换器的AD834输出级

信号电流发生器为零时，求解流入发射极的电流，得出等效直流偏置电流为7.17 mA.在交流域内，对于信号电流发生器，R1和R2均连接到低阻抗节点。通过检查，原始信号电流已按以下比例缩放：

由于AD834输出具有极高输出阻抗，可忽略等效串联电阻。假定正常，R3两端流入共源共栅电路发射极的7.17mA全部流出共源共栅电路集电极。R3两端电压则为：

运算放大器输入低于地电压350 mV,且在宽带放大器的共模范围内。

只要用户不建立任何杂散极点，配置为共源共栅电路的晶体管的带宽为晶体管单位增益频率(fT)。选择R1和R2时，如果其并联和对于晶体管寄生发射极-基极电容过大，或者R3对于晶体管寄生集电极-基极电容过大，将产生降低电路频率响应的干扰极点。

图13. 使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器

使用有源PNP电平转换器时的另一潜在缺点是共源共栅电路发射极的振荡。双极性结型晶体管发射极的输入阻抗在接近其增益带宽积(fT)的频率下为感性，而AD834输出为容性。由于系统具有高带宽，这些阻抗可导致振荡。

为防止此类振荡，图12中的发射极利用R2与AD834输出隔离。这可以防止振荡，同时提供公式4中叙述的信号衰减(增益控制)。2N3906提供无谐振或振荡时的宽带电平转换。使用其他晶体管时必须格外谨慎。

共源共栅电路集电极上的信号电流现在以差分电流形式馈入宽带放大器，形成图13所示的电压转换器配置。此配置类似于由运算放大器驱动的电流电压转换器，该转换器通常跟随在电流输出乘法数模转换器之后。

AD9617是驱动电流电压转换器的极佳选择。AD9617是第二代跨导放大器(也称为电流反馈和TZ放大器)，拥有完全互补输出级(不同于AD5539)，针对400反馈电阻进行了优化。

AD9617输入直接连接到共源共栅电路集电极。运算放大器在输入节点间建立虚拟短路，迫使所有信号电流流入反馈路径。转换器差分跨阻为400.所需缩放可通过上述R1和R2衰减网络获得。AD9617输出端的电路满量程增益(X = Y= 1 V)如下计算：

即反转端接电阻后为1.04 V.实际电路显示了更接近一的满量程增益。

图14显示了施加于X输入的满量程阶跃响应(-1 V至+ 1 V)及设置为+1 V的Y输入，证明电路上升时间不足2 ns,并呈现出一些过冲，但未发生振铃。请注意输出在500 V/s以上摆动。

图15显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率响应。Y输入实际被调节至将输入失调归零。请注意，电路具有500 MHz的小信号带宽(输入功率电平为0 dBm)。该带宽可在反相节点利用两个1 pF电容来实现。高频馈通小于满量程的-80 dB(f 2 MHz)。

AD834用作视频开关

将0 V和+1 V施加于用作栅极控制的X通道，并将视频信号施加于Y通道时，AD834便成为高速视频开关。图16通过以ECL开关为中心的高速电流开关电路说明这一概念。电流流经Q1或Q2,具体取决于输入电压。电流开关可确保干净快速地切换至已决定的电平(+ 1 V与地)，使用户可对栅极输入执行过驱和欠驱。

栅极电路输入从+1 V升至+2 V时，AD834接通。在1 V以下，Q1几乎吸收来自216 电阻的所有电流;2N3906晶体管关断。此状态下，从X2输入至地的100 Ω电阻准确关闭Y通道，同时Y通道馈通至在-50 dB下测量的输出。Q2基极保持在1.6 V时，晶体管发射极电位为2.35 V.在独立于栅极输入高电平的X2输入下，261 Ω电阻稳定的10.2 mA(减去基极电流)在100Ω电阻两端产生+1 V电压。

图17显示了1.5 ns上升时间脉冲选通200 MHz信号的示波器照片。所得包络上升时间为2.7 ns;下降时间为3.0 ns.尽管开关信号可能更慢，AD834输出级应具有大于100 MHz的带宽，以便维持3.5 ns的包络上升时间。

交流输出耦合法

许多应用中，输出端的直流分量可以丢弃。此类情况下，宽带缓冲器可容易地交流耦合到AD834输出。以下电路显示了使用简单的变压器和巴伦作为无源、交流耦合输出电路。

变压器耦合输出

图18显示了中心抽头输出变压器的使用，该器件在输出端W1和W2提供必要的直流负载条件，并且设计成通过选择适当的匝数比匹配所需的负载阻抗。变压器设计的具体选择完全取决于应用。变压器也可在输入端使用。中心抽头变压器可减少高频失真，通过驱动平衡信号输入降低高频馈通。合适的中心抽头变压器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作频率范围为0.04 MHz至250 MHz.

巴伦耦合输出

图19显示了使用隔直电容来消除直流失调，并使用巴伦(特别有效的变压器)将差分(或平衡)信号转换为单端(或不平衡)输出的电路。巴伦由长度较短的传输线路构成，线路缠绕在环形铁氧体磁芯上，用于将"平衡"输出转换为"不平衡"输出。

尽管使用的符号与变压器相同，工作模式却大相径庭。首先，负载现在应等于线路的特性阻抗，尽管线路长度较短时此条件通常并不重要。集电极负载电阻RC也可选择成反向端接线路，同样，该条件仅适用于使用长电气线路时。

大多数情况下，RC应为直流条件允许的最大值，以便将负载的功率损失降至最低。线路可以是小型同轴电缆或双绞线。

必须注意，巴伦的带宽上限仅由传输线路质量决定;因此通常超过乘法器。这不同于传统变压器，信号以通量形式在磁芯内传递，且受磁芯损耗和泄漏电感限制。带宽下限整体而言由线路串联电感决定，也受负载电阻影响(如果隔直电容C足够大)。实际上，巴伦可在远远宽于变压器的带宽上提供极佳的差分至单端转换。

实现

构建这些电路需要良好的高频技术。电路示意图是合适的建议布局。本应用简介中描述的所有电路均需要接地层。

接地层应尽可能大地覆盖元件侧，但不得在IC正下方或包围任何个别引脚。插口会增加引脚电容和电感，应予避免。如果不得不使用插口，应使用单独引脚插口，例如AMP p/n 6-330808-3.它引起的杂散电抗比模制的插口组件小得多。在IC上，除主要去耦电容外，每条电源走线还应使用0.1F低电感陶瓷电容去耦。所有引线长度应尽量短。长度在一英寸以上的引线应使用带状线技术。

关键词： AD834 四象限乘法器 视频开关 均方检波器