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该电路的带宽由封装电容和电感限制。在8引脚cerdip封装中，由于封装谐振，乘法器响应通常在500 MHz开始上升，在800 MHz到达峰值，然后滚降。输入端的24.9 电阻抑制谐振，产生在800 MHz前基本平坦的响应。(表贴封装AD834的封装电感不同。)图4显示了整个频率范围内三种不同功率电平的结果，使用图5所示的测试配置。

忽略与高阻抗输入串联的24.9 电阻，图3所示均方电路的输入电阻为50 .由于满量程输入范围为±1 V,在正弦输入假设下，50Ω输入负载的最大可测量功率为10 mW(20 dBm)。

图4. 均方电路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm输入功率电平下的频率响应

图5. 测试配置

为获得更大的输入范围，输入端具有50Ω串联电阻的分压器将缩减AD834上的电压，同时维持适当的端接电阻。例如，如果将输入信号施加于与5Ω接地电阻串联的45 Ω电阻，则从分压器中间节点截取AD834输入将给输入信号带来20 dB的衰减，同时维持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接电阻。

低功率信号的检测受限于运算放大器的直流失调和共模抑制。例如，运算放大器内仅存在1 mV失调时，对应于50Ω两端22.4 mV rms的-20 dBm信号将产生4.5%的误差。如果AD834 X通道失调仅为2 mV,可产生10%的误差。

均方根-直流转换器

均方根（rms）电路（图6）不仅仅是在上述均方检波器电路后添加平方根电路。频率响应由前端平方器和输出滤波器决定。根据均方说明，平方器在超过500 MHz后起作用，而较低的-3 dB频率响应为340 Hz （100Ω和4.7iF）。请注意，输入端的电阻分压器网络决定满量程输入电压为±2 V峰值。

平方根函数通过在AD711运算放大器的反馈环路内对AD834求平方来执行。2N3904晶体管起缓冲器的作用。用于平方根部分的AD834缓冲输出与X和Y通道输入间的电阻分压器网络（两个100Ω）决定输出调整为±2 V满量程。

对两个AD834的输出求电流差。由于激光调整后AD834输出信号电流缩放具有高精度，可实现精确的输出求差和求和。AD711迫使两个AD834信号电流间的差异趋于零。零点校准中的任何误差会在两个100Ω上拉电阻两端产生电压。

通过15 kΩ、85 kΩ和0.1uF网络执行额外滤波和电平转换后，残余误差由整个AD711开环增益放大。放大后的误差信号迫使反馈环路内AD834的输出匹配均方AD834的输出。当均方根电路输出等于电路输入均方函数的平方根以及均方根函数时，误差归零。

小信号电平下电路的精度受限于不可避免的失调电压。虽然均方函数的标称0 V输入（1 mV误差）产生1 uV输出误差，同样的输入误差通过平方根电路却可产生31.6 mV的输出误差。

图6.直流至500 MHz均方根-直流转换器

直流耦合VCA应用

如果无法排除AD834的直流响应，由于高速运算放大器共模范围通常不足，必须使用某一形式的无源或有源电平转换。以下应用显示了在宽带电压控制放大器方案中使用有源或无源电平转换电路的情形。

使用无源电平转换的直流至60 MHz电压控制放大器图7显示了使用无源网络作为电平转换器的电路示意图。

此处选择的运算放大器为AD5539.

图7.使用无源电平转换的直流至60 MHz电压控制放大器

AD5539使用与AD834相同的工艺构建，在高闭环增益下提供2 GHz的增益带宽积。与大多数运算放大器不同，AD5539拥有接地引脚和全NPN输出级，以"A类"方式工作以实现器件的高速度（参见图8）。更细致的考察显示，输出节点与输入间以及这些电压与地之间存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常规属性在使用时需要特别小心。

图8. ADS539运算放大器原理示意图

首先考虑A类输出级的后果。大多数运算放大器中，负载上的输出既可"上拉"也可"下拉"，但NPN发射极-跟随器输出级只能上拉。AD5539具有2 k的内部下拉电阻（R11），仅可供应2或3毫安的电流。通用高速乘法器摆幅至少必须能够达到±1 V，同时驱动最低50 的负载电阻。在此输出电平下，负载电流为±20 mA，因此必须通过外部下拉电阻供应。事实上，下拉电流必须远大于该值，且需要仔细考虑。

图9显示了计算方法。425 mV电压源为"IBRC"，即AD834的稳定电流8.5 mA乘以负载电阻RC，此处设置为50Ω。当满量程输出电流为+4 mA时，图9（a）中的200 mV电源为"IWRC"发生器。由此计算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下来计算W2处的电压。由于理想运算放大器的输入电流为零，W2上无负载，电压为V2乘以125/（125 + 50）的衰减比，即4.125 V.由于理想运算放大器的输入电压为零，W1处于相同电压下，因此现在可以计算出上部50 电阻中的电流为（5.375-4.125）/50 mA，即25 mA.同样，运算放大器输入端基本上无电流，因此25 mA全部流入125 的反馈电阻，从而在两端产生3.125 V的压降。最后，用W1处的电压（4.125 V）减去此压降，计算出输出为+1 V.

注意此时的结果有些出乎意料：尽管20 mA的电流流入负载，25 mA的较大电流却流入反馈电阻！这一异常事件状态是由于将比例因子减小至预期值所需的反馈电阻具有极低值，并且AD834输出端所需的相对较大电压确保了输出W1和W2的正确偏置。因此，即使负载仅需20 mA的源电流，仍需要在下拉电阻RP内提供至少5 mA，以偏置AD5539内的输出发射极-跟随器。当AD834的输出电流反向时情况变得更严重，因为现在需要在50负载中提供20 mA吸电流，而且反馈电阻两端的电压更高了。

这一情况如图9（b）所示。计算过程与前述相同，我们发现，反馈电阻内的电流现为39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的负载电流，并在反馈路径内另外提供大约40 mA，同时两端电压为5 V.这要求RP = 83Ω。实际上，该值应略低一些，以防止压摆率限制下降时间。另外，反馈电阻将从125Ω升至133Ω，以在上述大负载条件下补偿AD5539的有限增益。如果求50Ω负载、70Ω下拉电阻和约150Ω有效反馈电阻的并联和，放大器上的实际负载仅为24 ！

AD5539在大于5的未补偿增益下性能稳定，此电路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10Ω网络通过放弃足够的开环增益执行补偿，以便在驱动50Ω负载时实现稳定的性能。对于更高的阻抗负载，可能需要减少10Ω补偿电阻。

图9.用于计算下拉电阻值的等效电路

节点W1和W2之间是电平转换网络，平均电压约为+4 V，连接至接近地电压的AD5539输入端。采用所示值，运算放大器输入设置为稍低于地电压（约-460 mV）。该网络将低频开环增益减半，当AD5539输入端存在失调电压时这对直流精度有一些影响。如果输出失调较为重要，应插入与3.74 k电阻串联的500 电位器，并且将滚动条设置为-6 V.

接着将X和Y输入设置为零，调节零输出。

另外请注意，AD834上的"内部"引脚X1和Y2应接地，以便将高频馈通降至最低；通过切换W1和W2校正X输入端的最终反相。

图10显示当输入脉冲施加于X输入以及Y输入设置为+1 V时的脉冲响应，指示6 ms的上升时间。

图10.直流至60 MHz电压控制放大器的脉冲响应

图11显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率

关键词： AD834 四象限乘法器 视频开关 均方检波器