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模态1[t0～t1] t0时刻起，前级逆变器进入死区状态，后级矩阵变换器处于正组逆变的“111”状态，负载电流由正组逆变器上管构成续流回路。变压器电感中储存的能量回馈给输入侧直流电源。
模态2[t1～t2] t1时刻起，前级逆变保持死区状态不变，后级矩阵变换器正组逆变电路由“111”状态切换为“110”状态，相应开关ZVS动作。前级电路的能量回馈结束后，负载能量通过变压器次级续流，次级处于励磁状态。
模态3[t2～t3] t2时刻，前级逆变电路ZCS开通，后级矩阵开关状态保持不变，HFLMI由前级经过高频变压器向后级传递能量。该时间段电路处于正常的功率传输状态，初级及次级电流分别呈线性增长。
模态4[t3～t4] t3时刻，后级的正组逆变器由“110”状态切换到“100”状态，而前级开关V1，V4工作状态保持不变，HFLMI继续工作在正常的功率传递状态。
模态5[t4～t5] t4时刻，变压器前级保持模态4的开关状态不变，后级开关矩阵正组逆变器由“100”状态切换为“000”状态，三相负载通过正组逆变器的下桥臂续流。若不计变压器漏感及线路分布参数，次级电流将突变为零，后级负载电压被“000”工作状态箝位，此时前级电路的正常触发与导通使变压器初级处于正常励磁阶段。
模态6[t5～t6] t5时刻，前级逆变进入死区阶段，后级由正组逆变器的“000”状态切换为负组逆变器的“111”状态运行，变压器次级电流仍保持为零，初级电流则趋于减小，从而感生出下正上负的电势，这样，三相负载能量经由负组电路的上桥臂续流的同时，变压器励磁电感中的储能经由变压器前级电路回馈给输入侧直流电源。
模态7[t6～t7] t6时刻，前级逆变器开关保持自模态6的死区工作状态不变，后级开关矩阵进入负组逆变器的“110”工作状态，三相负载能量可通过变压器次级续流，次级由此处于励磁状态，初次级电压则被箝位为零，初级能量回馈状态结束。
模态8[t7～t8] t7时刻，前级逆变器V2，V3导通，后级负组逆变器开关维持“110”状态，系统由直流电源向交流负载传递能量，变压器初次级电流线性增长。
模态9[t8～t9] t8时刻，前级逆变器开关状态不变，后级负组逆变器由“110”变为“100”，系统向负载传递能量，变压器初次级电流继续线性增长。
模态10[t9～t10] t9时刻，前级逆变器状态不变，后级负组逆变器由“100”切换为“000”状态工作，变压器次级电流值为零，初级为正常励磁阶段。
可知解结耦SPWM策略可有效解决HFLMI阻感性负载时的负载能量流通及负载换流问题。

4 实验验证
实验参数为：输入电压直流30 V，变压器变比1：10，前级高频逆变开关频率为12 kHz，后级解结耦SPWM载波频率为24 kHz，采用三相星形负载，其中每相L=10 mH，R=30 Ω。所得实验结果如图4所示。

图4a为解结耦SPWM时矩阵逆变器a相桥臂四开关的驱动信号波形，其特点为每一时刻只有一个功率开关管处于关断状态。图4b为阻感性负载时三相相电流波形，可见解结耦SPWM能实现HFLMI正弦输出功能，且阻感性负载时电流正弦度较好，THD值较低。

5 结论
三相高频链矩阵式逆变器无中间直流储能环节，具有高频电气隔离，可升降压，双向功率传输和功率密度高的特点。此处研究了一种新型解结耦正弦脉宽调制控制策略，设计了结耦逻辑，详细分析了高频链式逆变器带阻感性负载时电路系统的工作模态。由阻感性负载情况下实验结果可见，所提解结耦正弦脉宽调制方案是可行有效的，能达到对逆变器正弦化输出控制的预期。

关键词： 逆变器 高频链 矩阵 正弦脉宽调制