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副边匝数取整数15则实际占空比为0.44，ton=15.2*0.44=6.69 μs

9) 原边电感量的计算

设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。

设计电源工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力
设计电源工作在连续模式，由能量守恒，有下式：1/2*(Ip1+Ip2)*D*Vs=P/η

连续模式设计，令Ip2=3Ip1，这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：

Lp= D*Vs/(f*ΔIp)

ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1;

根据设计要求，电源的效率为75%，则电源全周期Ts的平均输入电流Is为：Is=P/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA则ton时间内的电流Im=ΔIp =Is*Ts/ton=30.3*15.2/6.69=68.84 mA

Ip1=Im/2=68.84/2=34.42 mA

Ip2=3Ip1=3*34.42=103.26 mA

ΔIp=Ip2-Ip1=103.26-34.42=68.84 mA

此电流等于ton时间内的电流变化量△i

Lp=Vs*ton/△i=110*6.69/68.84=10.6 mH10) 线径的取值

设导线的电流密度为15A/m2，原边电流Im=68.84m;副边电流Io=500mA;自供电绕组电流约几十个mA，根据计算得

0.08mm铜线可走电流75mA;

0.27mm铜线可走电流860 mA;

0.15mm铜线可走电流260 mA;

所以变压器Np、Ns、Nf三个绕组的线径分别取：0.08mm;0.27mm、0.15mm;至此，功率电源变压器的主要参数设计完成。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。

3、输出整流滤波单元

本设计电源的输出电压是5Vdc，需要先把变压器变换过来的低压方波整流成直流，然后用铝电解电容储能滤波。

由于整流的工作频率等于功率开关管的开关频率，必须使用具有快速恢复功能的肖特基整流二极管作为输出整流二极管。输出整流二极管的标称电流(IF)值应为输出直流电流额定值(Io)的3倍以上,即IF1>3Io，大于1.5A;整流管的反向耐压值的计算：输入电压的最高值/匝比=265*1.3/16.36=25.8 V

依据此原则，输出整流二极管采用2A/40V的肖特基二极管为宜，反向耐压选择稍高，有利于降低整流管上的损耗。

而整流部分使用的铝电解电容不但容量要大，还要有较低的交流电阻，，否则就无法滤除电流中的高频交流电成分，同时要考虑铝电解电容的封装体积不能过大，所以选用标称值330μF/10V的铝电解电容。
为了降低输出纹波，在电源的输出端还要增加LC滤波单元，L取10μH左右的Ф4*7的小工字电感，C取100μF/10V的铝电解电容。

4、控制反馈单元

控制反馈电路采用‘电压基准源TL431+光电耦合器P521’组合作为参考、隔离、取样(电路图见附录二)。它可以将输出电压变化控制在±1%以内。反馈电压由输出端取样。输出电压Vo通过分压电阻R63、R64获得取样电压后，与TL431中的2.5V基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光电耦合器改变VIPer12A芯片的控制端电流IFB，再通过改变PWM宽度来调节输出电压Vo,使其保持不变。光电耦合器的另一作用是对原、副边进行隔离。

自供电绕组的输出电压经D31、C32整流滤波后，可给光电耦合器中的三极管提供电压。调整控制反馈单元的任务要确定R61、R62、R63及R64的值。该电路利用输出电压与TL431构成的基准电压比较，通过光电耦合器P521二极管-三极管的电流变化去控制VIPer12A芯片的FB端，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。

从VIPer12A的技术手册可知IFB的典型电流应在3mA，PWM会线性变化，因此光电耦合器P521三极管的电流Ice也应应在3mA左右。而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过光电耦合器P521的Vce与If的关系曲线可以正确确定光电耦合器P521二极管正向电流If约为5mA。

再看电压基准源TL431的要求。从TL431的技术参数知，Vka在2.5V-37V变化时，Ik可以在从1mA到100mA以内很大范

关键词： 电路达人 模块电源 AC-DC