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图四、输入230 VAC 的无载测试波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)

图五、等式(3) 与 (4) 的参数定义示意图

最后部分为 C 区域的功耗改善方式。

FAN6756　的反馈电压引脚 (FB)通过TL431与光耦合器获得次级端的输出电压信息，以此信号决定栅极的占空比;如图六所示，流经光耦合二极管的正向偏压电流(IF)经过电流转换比 (CTR)后，将可控制初级端的反馈电流 (IC)。

图六、 次级端电压调变(Secondary-side Regulation)电路

在无载条件下反馈电流 (IC)将呈现最大值，因为于此情况下会有最高的输出电压，进而引起最大的正向偏置电流于次级端，如果想减少反馈环路 (C区) 的无载功率损耗，势必需从PWMIC 本身来消减此功耗。

如何消减功耗呢?图七所示为光耦合器 (PC-817) 的电压-电流曲线，如果可以把反馈电流 (IC) 降至比0.5毫安或更低，这光耦合器 (PC-817) 将被迫工作在非线性区域，甚至进入“死区”。 FAN6756 依上述原理, 于无载情况下通过飞兆半导体的专利技术降低反馈电流 (IC) 的大小，使光耦合器几乎工作于非线性区，进而降低反馈环路的功耗。

图七、光耦合器 (PC-817) 电压-电流曲线

于无载情况下，FAN6756切换其内部的反馈阻抗 (ZFB)，要减少反馈电流 (IC) 便必须将反馈阻抗(ZFB)　切换到大阻抗值，使光耦合器 (PC-817) 进入到非线性区，此方法亦可迟缓电压反馈响应，进而增加栅极驱动脉冲时间间隔 (tBurst);间接降低 B区域的功率晶体管功耗，等式(5)所示为光耦合器于次级端的功耗表示式。

从图八逻辑电路图中，可得知如何去开关反馈阻抗 (ZFB);于无载条件下，反馈电压值将与内部的 VREF1与VREF2作比较，若反馈电压小于VREF1，逻辑电路将会关闭栅极并将反馈阻抗 (ZFB) 开关至高阻抗值;反之当反馈电压大于VREF2时，逻辑电路将反馈阻抗 (ZFB) 切换回低阻抗值并使栅极继续输出，目的是使光耦合器于栅极将输出时可工作于正常的工作区域。

图八、反馈阻抗(ZFB)的开关逻辑电路图

FAN6756 与 FAN6754无载损耗计算实例

将飞兆半导体新、旧PWM IC：FAN6756 与FAN6754 置于相同的测试板上 (其额定输出电压/电流规格为19V/3.42A)，量测无载时与输入电压为230V时的相关参数值，并将这些实测参数带入表一中所提的无载损耗计算式， 可得到如表三所计算的损耗值。以前的 PWM IC (FAN6754) 并没有集成飞兆半导体的创新节电技术，所测得的无载损耗为 73mW。

图九、输入230 VAC 的无载测试波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)

表三、FAN6756 与 FAN6754 无载的主要损耗计算表(不含变压器损耗)

结论

这篇文章详细探讨FAN6756降低电源供应器整体待机功率损耗的方法。首先以数学表示式大约表示出主要的开关损耗和控制电路损耗，进而确认降低开关频率 (FSW) 与增加栅极脉冲时间 (tBurst) 为降低功率晶体管功耗的主要对策，接着导入多项飞兆半导体创新的专利技术去实现更低的整体待机损耗。最后，应用于一款实际的交流反激式转换器系统中，其额定输出电压/电流规格为19V/3.42A，在230V 交流输入且于输出无载时，输入功率只有30mW。

关键词： 应用 转换器 解决方案 损耗 待机 创新