一种新光伏MPPT算法及硬件实现和实用性分析
利用IR2110搭建传统Buck驱动电路，如图5所示。该驱动电路是用VD3和R2实现将C1的负极接地，从而完成VQ1关断期间对C1的充电。由于C2及容性负载(如蓄电池)的两端有电压U2，使B点出现对地大小为U2的电势，导致C1两端电压近似为零而无法给C1充电，故需在B点至C2及容性负载正极之间加一个VD3，使得在VQ3关断期间，将B点与C2及容性负载正极之间断开，再通过R2与地等电势，间接地将C1负极接地，实现对C1充电。
比较图3，5可知，图5中主电路上多R2和VD3，假设Buck后端负载电压U1=14 V，负载电流I=5 A，前端电压U2≈U1／D，D为占空比，VD3导通电压Uf=1 V，那么消耗在R2和VD3的能量为：
新驱动电路中，多出的两个MOSFET会增加能耗，其能耗分为两部分：①给栅源极电容充放电消耗的能量为：P2_1=2QgUgsf，Qg为VQ2或VQ3的总栅极电荷，Ugs为VQ2或VQ3栅源端电压，f为VQ2，VQ3开关频率。这里VQ1选用L2203N，VQ2，VQ3均选用IRF640。从IRF640 Datasheet中可查得Qg=72 nC，且选择Ugs=12 V，f=30 kHz，故P2_1=0．025 92W。
②漏源极之间的导通与关断消耗的能量。由于VQ2的通断是为C1充放电(而C1为VQ1栅源电容充放电)，VQ3的通断是为VQ1栅源电容充放电，从L2203N Datasheet中可查得VQ1的总栅极电荷Q1g=60 nC，C1在一个周期中因给VQ1栅源电容充电而导致C1的电压下降△u1=Q1g／C1=6 mV，可见C1两端电压变化很小，所以VQ2通断前后，VQ2漏源极两端电压很小(为毫伏级)，可视作ZVS软开关，那么VQ2通断造成的能量损耗几乎能忽略不计。而VQ3关断时，VQ1先关断，VQ1的栅源极电势相等，而VQ1的栅极、源极分别跟VQ3的漏极、源极等电势，那么VQ3的漏源极两端电压也近似为零，可见，VQ3关断时也可视为ZVS软开关，所以VQ3的关断造成的能量也可忽略不计；VQ3导通时，栅极电压变化过程如图6所示。
图中，Uth为开启阈值电压，Ugp为米勒平台电压，Ucc为MOSFET稳定导通后栅源极两端电压。对于VQ1，VQ3，通过查阅相关数据求取t1，t2：
当VQ3栅源电压上升到Uth后，即VQ3开始导通后，VQ1栅源电压才从零开始上升，从上述计算数据可见，t2_VQ3-t1_VQ3≈t1_VQ1。可知，VQ3栅源电压上升到Ugp后，VQ1栅源电压还未上升到Uth，VQ3栅源极电压上升到Ugp后，VQ3几乎完全导通，C1两端电压几乎全加在VQ1的栅源极两端，使VQ3两端电压接近零，故VQ3开通过程消耗的能量主要集中在t1～t2这段时间内。为简化计算，可求取最大能量损耗，假设在t1～t2时段内，VQ1栅源两端电压Ugs_VQ1为零，那么VQ3开通过程消耗的能量为：
从t1～t2这段时间内，查表可得在漏源电压为25V测试条件下，由于VQ3跨导为：
由式(4)变形得Ids=11Ugs-33，则VQ3漏源极导通电阻R=25／(11Ugs-33)，而Ugs可写成时间函数：
故传统驱动电路比此处提出的驱动电路多消耗的能量△P=P1-(P2_1+P2_2)=5．067 08 W，故新Buck驱动电路比传统Buck驱动电路提高的效率η1=△P／(IU2)=7．239％，可见对于中小功率的Buck电路，这里提出的MOSFET驱动电路极大地提高了能量转换效率。
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