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。从相同的建立过程(包括其中的周期滑动现象)可以看出，由于新结构中多输入电荷泵的总电流与传统结构保持一致，因此混合型FIR滤波器的使用不会影响环路动态特性。

　　图5(b)是对比采用混合型FIR滤波器的新结构与传统结构在环路锁定时的瞬时相位误差电压(即2阶环路滤波器中电阻两端的电压)。从中可以看到，尽管环路呈现相同的动态特性，但新结构中的瞬时相位误差电压远小于传统结构。这表明高频量化噪声得到了混合型FIR滤波器的有效抑制。

2 失配的影响

　　相比现有数字FIR噪声滤除技术，所提出的混合型FIR滤波在实现过程中引入了模拟域的操作，因此需要考虑失配的影响。由于最终噪声滤除效果是用滤波器传递函数来描述的，所以失配的影响因素同样也可以归结到对滤波器传递函数的改变，主要包括以下3个方面：

　　(1)电荷泵各支路电流的失配△Ii改变了传递函数的系数;

　　(2)延时失配引起调制器输出延时深度改变△ni;

　　(3)并行支路间非同步引入附加相位偏移△φi。

　　考虑到这些因素后，式(2)所示的FIR滤波器传递函数将转变为：

　　

　　其中，作为模拟模块的电荷泵，电流镜失配引起的各支路电流的改变是不可避免的，因此是影响FIR滤波器传递系数的主要因素。通过在上电初始化时对并行各支路加以同步复位后影响因素(3)，将与影响因素(2)一样，由于相关的电路模块为寄存器链、分频器以及鉴频鉴相器等离散时间域工作的数字模块，因此主要受时钟抖动影响，从而相对△Ii而言，△ni和△φi可以忽略。

　　基于以上考虑，假设电流失配、延时失配以及非同步引起的附加相差分别满足3σ=15%，3σ=1%和3σ=0.01π的正态分布。对由式(3)给出的混合型FIR滤波器的频域响应做Monte-Carlo分析，可以得到如图6所示的结果。

　　

　　对于其他纯模拟的量化噪声抑制技术，比如采用数/模转换器补偿量化误差的方法，失配将造成整个频带上噪声抑制效果的恶化。从图6可以看到，混合型FIR噪声滤除技术中，失配主要影响传递函数的零点位置。在远离零点的频偏处，滤波器增益的变化在±3 dB以内;而在预期的零点位置处，即便有失配存在，仍然能保证有至少25 dB的抑制，这通常已经足以把量化噪声降低到不再影响整体性能的水平。此外，从图中虚线给出的不失一般性的个例可以看到，尽管失配使得在一些频偏处的噪声抑制程度不如预期值，但也使得在其他频偏处的噪声抑制要优于预期值。这个特性进一步使得量化噪声的总体改善对失配不敏感。

　　3 并行支路间的准同步

　　传统△-∑锁相环或△-∑延时锁定环中只有一个鉴相器，其输入端的参考时钟和环路反馈回来的信号时钟之间在锁定后只存在由式(4)给出的瞬时相位误差，这决定了电荷泵的开启时间和对应的噪声注入。而在采用混合型FIR噪声滤除技术的结构中，存在并行多支路鉴相器。它们一方面共享同一个参考时钟，另一方面则是由各自对应的分频器或相位选择器产生各自的信号时钟，因此存在是否需要对这些信号时钟加以同步的问题。

　　支路间处于异步状态时将造成的问题如图7所示。

　　

　　为不失一般性，此处假设要实现一个简单的2抽头FIR滤波器，其传递函数为(1+z-1)/2，因此环路中将需要用到2个支路的鉴相器。如图7所示，在环路建立后，参考时钟沿将被锁定在2个信号时钟沿的中间。因此，如果两个信号时钟沿的相位差为△φ，则对于每个鉴相器而言，输入端的瞬时相位误差比原来增加了△φ/2。此外，为了保持环路的锁定，2个电荷泵支路需要在每个鉴相周期内交替充放电。支路间的相位差△φ越大，也就意味着电荷泵开启时阊以及噪声注入时间越长，从而严重恶化带内相位噪声以及参考杂散性能。另一方面，支路间异步引入的附加相位偏移还将影响所要实现的混合型FIR滤波器的传递函数。

　　为了避免这些性能上的恶化，混合型FIR噪声滤除技术在电路实现上需要保证并行支路间处于准同步状态，即各信号时钟的相位差应满足：

　　

　　式中：φi和φj分别为第i和j路信号相位;Ni和Nj为支路对应的控制字;φstep为相位量化步长。可见，这里的“准同步”包含2个含义：一方面，由于各支路的信号时钟受控于不同的控制字，因此不可能实现零相位差的完全同步;另一方面，各支路信号时钟的相位差应当仅由量化控制字的差异引起，无任何附加相位差。

　　

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