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　　图6：每相的等效电路

　　因此，流经NS1的电流有助于给内部线圈LB放电，同时交流电源电压给线圈Np 施加偏压。因为根据下面公式计算的反射电压VNS1的原因，流经D1 的电流IRM 降至0 A。

　　为保证断续模式下的软开关操作，流经D1的电流在t3前达到0 A。因为当正弦周期内的Vmains电压达到最高值时，IRM电流达到最高值，所以tD1_ON 时间趋势支持功率因数校正应用/此外，为消除二极管D1 的反向恢复电流效应，因为反射电压VNS1低的原因，必须使dI/dt_D1 总是保持低斜率，通过下面公式计算dI/dt_D1：

　　不幸地是，在这个相位期间，升压二极管DB被施加一个高反向电压：

　　这个特性要求这种应用增加一个二极管，为此，意法半导体开发出一个优化的二极管，使IRM 电流值与击穿电压达到精确平衡。

　　相位［t2， t3］

　　在t2时，D1二极管的电流达到0 A，BC²变成一个传统的功率升压转换器。当功率晶体管保持通态时，在t3点，主LB 线圈内和小L线圈内的电流上升到I1。

　　相位 ［t3， t4］

　　在t3时，功率晶体管关断。这时，COSS电容电压被小线圈L内贮存的电流线性充电，直到二极管D2导通为止；在关断期间，功率开关上没有过压应力。

　　同时，主线圈上的电压极性发生变化，直到DB 二极管导通为止。一旦所有的二极管一起导通，输出电流按图5所示的方式配流。因为NS2的反射电压的原因，D2 的电流从I1开始降至0 A，dI/dt斜率较低。相反，在t4时，DB 的电流升到标称值。

　　这种配流有利于BC²电路。事实上，在交流电压较低的功率因数校正应用（例如90 VRMS）中，最高增强电流是在二极管DB 和D1之间机械分配。因此，整流阶段的导通损耗得到改进。下面是反射电压VNS2 和D2 导通时间的计算公式：

　　tD2_ON时间趋势支持功率因数校正应用，因为Vmains 电压最低时，I1 电流最大。因此，即变在恶劣的条件下，例如，最低Vmains电压下的高输出负载电流，BC²电路仍然能够保证断续模式。此外，为消除二极管D2的反向恢复电流效应，因为反射电压VNS2低的原因，必须使dI/dt_D2 总是保持低斜率，通过下面公式计算dI/dt_D2：

　　相位 ［t4， t5］

　　在t4时，D2二极管的电流达到0 A，BC²变成一个传统的功率升压转换器，只有升压二极管DB 导通。因为NS2上的反射电压的原因，功率开关管的电压低于 Vout。因此，COSS电容在体电容内放电。在t0时，晶体管导通，节能电能。

　　2.3. BC²电路上的电压应力

　　表1列出了每个相位对应的最大电压。

　　表1:BC²上的最大反向电压

　　BC²电路需要使用一个击穿电压高于600V的特殊二极管。此外，还需要优化二极管的反向恢复电流，以防功率晶体管在［t1-t2］相位遭受较高的电流。

　　意法半导体研制出BC²电路专用的3A、5A、8A、10A和16A的二极管，这些二极管采用不同类型的封装（直插、通孔或贴装）。

　　意法半导体推出了在一个封装内嵌入两支二极管（图4中的DB和D2）的新产品（STTH10BC065CT和STTH16BC065CT），新产品的额定反向电压值达到650V，散热器用二极管与标准功率因数校正器用二极管完全相同。

　　为保持这个散热器配置，意法半导体开发出续流二极管D1（STTH3BCF060 and STTH5BCF060），该产品采用贴装或直插式封装，以便将其焊接在印刷电路板上。

　　针对大功率转换器，意法半导体开发出独立的采用通孔封装的DB 和D2 二极管（STTH8BC065DI 和STTH8BC060D）。

　　详情联系当地的意法半导体销售处。

　　2.4. 计算m2 和m1 变压比

　　为在［t1-t2］和［t3-t4］时序期间符合断续模式，图5所示的时间参数td1和td2应总是正值。根据典型连续导通模式（CCM）功率因数校正规则和tD1_ON 和tD2_ON 表达式，确定变压比条件m1 和 m2 不是难事。

　　其中PIN 是功率因数校正器的输入功率，Fs是开关频率；VmainsRMS 是RMS电压最大值；IRMmax是在导通dI/dt和最高工作结温条件下的反向恢复电流最大值。

　　2.5.小线圈L的电感计算

　　小线圈L的额定电感有几种计算方式。例如，导通dI/dt的额定值可能是50 A/µs；然后，根据二极管DB的IRM值计算变压比m2和m1。不过，要想满足设计规则，DB的反向电压VRDB_reverse不得超过VRRM的75%，75% x 650 = 487 V；如果VRDB_reverse高于 487 V，就应该降低小线圈L的电感值；因此，也应该提高小线圈L的dI/dt值和DB二极管的 IRM 值。因此，使VRDB_reverse低于 487 V，必须重新计算m1和m2 变压比。但是这种计算方法未能优化小线圈L的电感及其尺寸。一个良好的方法最终应使小线圈的尺寸最小化。意法半导体开发出一个考虑以下所有参数的软件工具：DB二极管的IRM 与电流斜率dI/dt和结温TJ对比、线圈L电感公差、导通功率损耗。这个软件工具的研发目的是帮助设计人员根据应用条件选择最佳的电感。表2列出了两个采用BC²概念的功率因数校正应用示例。

　　表2：用于不同类型功率因数校正器的L线圈的电感和尺寸

　　3.450W功率因数校正器的BC²电路设计

　　为展示BC²电路的优点，意法半导体开发出一个90- 264 VmainsRMS 的通用系列450 W功率因数校正器，该系列产品采用硬开关模式和一个标准均流式 PWM控制器。我们从导通特性、能效和热测量三个方面对BC2电路与8A碳化硅肖特基二极管进行了对比。

　　3.1.BC²设计

　　在评估BC²电路时我们使用了专用二极管，DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060，如图4所示。软件给出了小线圈L的电感、变压比m1和m2 与开关频率的对比值，如表3所示。

　　表3:NS1、NS2 和L与Fs对比值

　　3.2.BC²电路的典型波形

　　图7 所示是200 kHz功率因数校正器的典型BC²波形。 每次功率MOSFET导通时，就会发生一次电流软开关操作。

　　这条曲线突出表明D1 和D2 二极管总是处于断续模式；D1 恢复DB的IRM电流；而D2 通过功率因数校正体电容发送小线圈L贮存的电流。如前文所述，在［t0-t1］和［t4-t5］相位，一旦D2 关断，功率晶体管的漏极电压立即降低，关断损耗被消除。

　　图7:Fs = 200 kHz时的典型 BC² 波形

　　3.3. 能效比较

　　我们在两个Vmains电压和140 kHz开关频率条件对BC²和SiC二极管进行了能效比较，如图8 （230 VRMS） 和图9 （90 VRMS）所示。当电源电压230 VRMS时，在全负载条件下，BC²电路比8A碳化硅整流管省电2.25 W，在100W时省电1 W。

　　在低负载条件下，如［t0-t1］相位所述，因为BC²关断损耗比碳化硅二极管低，NS2 产生的反射电压仍能提高BC²的能效。

　　一旦功率因数校正器进入断续模式（100 W），碳化硅二极管与BC²电路的能效相同

关键词： 功率转换器 电能回收 PN二极管